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仿真看世界之650V混合SiC單管的開關特性

2021-08-31
作者:英飛凌科技大中華區應用工程師 張浩
來源:英飛凌
關鍵詞: 英飛凌 SiC

  英飛凌最近推出了系列650V混合SiC單管(TO247-3pin和TO-247-4pin)。用最新的650V/SiC/G6/SBD續流二極管,取代了傳統Si的Rapid1快速續流二極管,配合650V/TS5的IGBT芯片(S5/H5),進一步優化了系統效率、性能與成本之間的微妙平衡。

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  IGBT混搭SiC SBD續流二極管,在硬換流的場合,至少有兩個主要優勢:

  ·沒有Si二極管的反向恢復損耗Erec

  ·降低30%以上IGBT的開通損耗Eon

  因此,在中小功率光伏與UPS等領域,IGBT混搭SiC SBD續流二極管具有較高性價比。

  此次,我們將利用英飛凌強大且豐富的器件SPICE模型,同樣在Simetirx的仿真環境里,測試不同類型的續流二極管,對IGBT開通特性及Eon的影響。

  特別提醒

  仿真無法替代實驗,僅供參考。

  選取仿真研究對象

  IGBT:650V/50A/S5、TO247-4pin(免去發射極電感對開通的影響)

  FWD:650V/30A/50A Rapid1二極管和650V/20A/40A SiC/G6/SBD二極管

  Driver IC:1EDI20I12AF驅動芯片,隔離單通道,適合快速IGBT和SiC驅動

  搭建仿真電路

  如下圖1所示,搭建了雙脈沖仿真電路,溫度設為常溫。

  驅動回路

  驅動芯片(1EDI20I12AF),對下管Q1(IKZ50N65ES5)門級的開關控制,與上管D1續流二極管進行換流。參照Datasheet的條件,驅動IC原邊5V供電及5V的控制信號,驅動IC輸出的驅動電壓15V/0V給到Q1的門級,驅動電阻Rgon和Rgoff都設置為23.1Ω,再假設20nH左右的門級PCB走線電感。

  主回路部分

  設置母線電壓400V,在器件外的上管、下管和母線附近各設置10nH,總共30nH(參照規格書中的雙脈沖測試條件,Lσ=30nH)。根據仿真中的驅動脈沖寬度與開關電流要求,設置雙脈沖的電感參數。

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  圖1:雙脈沖仿真電路圖

  仿真結果分析

  根據上述電路,通過選取不同的續流二極管D1的型號進行仿真,對比觀察Q1的IGBT在開通過程的變化。如圖2和圖3所示,在IGBT的開通過程中,當續流管D1的型號從650V/50A/Rapid1切換到650V/40A/SiC/G6/SBD后,開通電流Ic的電流尖峰(由D1的反向恢復電荷Qrr形成),從虛線(50A/Rapid1)的巨大包絡,顯著變為實線(40A/SBD)的小電流過沖;同時電壓Vce在第二段的下降速度也明顯加快,使得電流Ic與電壓Vce的交疊區域變小。因此,體現在開通損耗Eon上,前者虛線(50A/Rapid1)為Eon=430uJ,降為實線(40A/SBD)的Eon=250uJ,占比為58%,即Eon降幅約40%。

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  為了進一步驗證二極管D1的影響,分別用兩種不同電流進行橫向對比。由上述圖4的仿真結果可見:同為650V/SiC/G6/SBD二極管的Qrr本身很小,不同電流規格(40A和20A),其Ic電流尖峰和開通損耗Eon都很接近。相對而言,50A和30A的650V/Rapid1的二極管,才能體現出一定的差異。

  以上仿真是在門級電阻Rgon=23.1Ω、驅動電壓Vge=15V/0V和外部電感Lσ=30nH的條件下進行的,如果采用不同門級電阻Rgon=18Ω或35Ω、Vge=15V/-8V和不同外部電感(如Lσ=15nH)時,從Rapid1/50A到SiC/G6/SBD/40A,IGBT開通損耗Eon的變化趨勢又將如何呢?

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  由上述幾組仿真結果來看,在一定門級電阻Rgon范圍,一定外部電感條件Lσ,以及不同門級電壓Vge時,均可以看到650V/40A/SiC/SBD二極管,給IGBT開通帶來約50%左右的Eon損耗降低。

  文章最后,我們再討論一個問題:選擇Vge=15V/0V與Vge=15V/-8V,對650V/50A/S5的TO247-4pin的單管的開關損耗Eon/Eoff有影響嗎?

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  在圖8和圖9中,虛線表示Vge=15V/0V,而實線表示Vge=15V/-8V;粗略來看,對Eon的影響可以忽略,而對Vge的負壓,可以減少Eoff差不多有50%(以Vce尖峰作為代價)。仿真雖然無法定量,至少可以定性地提醒大家,在設計與實測的時候,不要隨意忽視Vge對開關特性的影響,尤其是快速型的IGBT。

  期望上述的仿真分析,對大家深入理解650V混合SiC的開關特性有所幫助。


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